2N3904的传递曲线。
寻找最大输出电压波动。
用电压发生器测试夹具以计算输入阻抗。
多级放大电路。
多级放大电路图结果。
多级放大电路图结果。
先进的模拟
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本文介绍了一个基于流行的硅2N3904 NPN晶体管的简单四级BJT放大器的设计过程。多级放大器有几个优点，特别是实现高增益，良好的频率响应和低电平失真。我们要设计的放大器是一个简单的级联连接，其中四个相同的级由RC耦合连接。换句话说，我们通过在前一级的输出和下一级的输入之间使用串联电容来连接每一级。如果在这种情况下，我们不需要直流放大器响应，这种方法是好的。
总增益计算为任何单个级的每个增益的乘积:
增益= A1 x A2 x A3 x A4
但是，各级增益的取值必须考虑加载效应。这是下一级输入阻抗对上一级增益的影响。为了获得足够高的输入阻抗，我们将设置集电极电流IC尽可能低;1mA就足够了
我们需要一个总增益大于46dB的放大器(增益> 200)，频率响应从小于10Hz到1MHz @ -3dB。我们将为这个放大器提供12Vdc电源。我们将使用流行的2N3904 NPN BJT。2N3904是一种外延平面NPN，用于小信号和开关应用的通用晶体管。在我们的设计中，我们将在线性区域中使用2N3904作为放大器。
我们可以使用直流转移曲线分析(可在Proteus和其他SPICE工具)来帮助我们对2N3904进行表征，以找到稳态条件下的工作点。我们可以像这样安排一个示意图文件
一个《Proteus》的演示副本打开.pdsprj文件时需要。
转移曲线分析窗口应该最大化(右键单击上下文菜单)，以允许我们选择在稳态条件下的工作点。我们正在观察集电极电流IC值和偏置基电流IB在集电极/发射极电压V的最合适值CE．
为了得到最大的输出电压摆动，我们必须选择VCE随着VCC/ 2或6伏直流。在最大化转移曲线分析中，我们将在图形区域上设置光标为VCE=6.00，然后找IB设置I的曲线C电流尽可能接近1mA值。我的B满足此条件的曲线为7.50µA，对应一个IC当前或1.07 ma。这为我们提供了继续进行设计所需的所有价值。
我们现在有了以下稳态条件下的工作点:
VCE= 6.00 vdc;我C= 1.07mA @ IB= 7.50µ
我们建立了一级电路的骨架，并添加了一些电流和电压探头，一旦我们计算了放大器级的电阻值，这将有助于我们检查所有的偏置值。
为了得到这些电阻值，我们计算如下:
R3 = VCE/我C= VCC/ 2我C= 12V/(2 x 1.07mA) = 5607Ω。我们将近似5.6kΩ
通过偏置分区电阻R1和R2的电流必须远远大于基极电流(IB= 7.50µ)。我们可以方便地设置这个电流为100 μ A和VB=1.7V(基极到地电压)。所以我们有:
R1 = (VCC- vB) /我R1= (12-1.7) v /100µa = 103000Ω。我们将近似100kΩ
R2 = VB/(我R1-我B) = 1.7v /(100-7.5)µa = 18378Ω。我们将近似18kΩ
现在，考虑基极到发射极的正向电压VF= 0.7V和IE≅IC我们将得到:
R4 = (VB- vF) /我C= (1.7-0.7)V/1mA = 1000Ω或1kΩ。
最后，我们现在可以在上面的第一级电路中分配元件值，以检查偏置电流和电压是否符合我们的计算。在《Proteus》中，我们可以通过简单地按下示意图区域底部的播放按钮，在实时模拟模式中快速完成这一任务。我们可以看到，稳态条件下的所有偏差值都得到了很好的逼近。现在我们有了建造多级放大器所需的砖块。下一步是算出增益。
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有了适当的电阻元件，我们就可以单独计算一个级(未加载)的电压增益或一个相同级的电压增益。我们可以将增益近似为:
G≅r3、R4 k = -5.6Ω/ 1.0 kΩ= -5.6或20 x日志(5.6)= 14.96 db
然而，当此级串联时，下一级的输入阻抗将影响上一级的增益，进而影响整体增益。因此，我们可以合理地近似地认为输入阻抗基本上是由于与输入阻抗R平行的集电极电阻R3造成的我下一阶段。我们可以使用另一种图形分析方法来计算输入阻抗，如下图所示。
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在图上绘制输入电阻的技巧是使用所谓的轨迹表达式。这允许我们根据电路上的探头绘制公式的结果，在本例中使用电压和电流探头来绘制电阻。
模拟图分析并将其最大化，可以发现输入电阻为13.9kΩ。现在我们可以计算上一级加载的每一级的总体增益。我们称之为Rl负载集电极电阻;这就是R3和R的平行线我．现在加载的G将变成:
G加载= - rl/R4 = -3.99或20 x log(3.99) = 12.0dB
四级放大器的总增益，最后一级由100kΩimpedance加载，将是:
增益= A1 x A2 x A3 x A4 = 3.99 x 3.99 x 5.3或20 x log (336.6) = 50.3dB
最后一级负载电阻是R3和100kΩ的并联，结果是5.3kΩ
现在我们来看看多级放大器，它符合预期。电路基本上是我们一直在工作的单级的块拷贝，但为了方便，它提供下载通过下面的链接。
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通过基于图表的模拟，您可以运行一段时间的模拟，然后分析结果。我们可以在Proteus中通过右键单击图形上的上下文菜单来实现这一点。在运行两个图之后，结果应该如下所示。
图可以通过右键单击上下文菜单最大化。通过分析频率响应，我们注意到总体增益为49.4dB或:
G输出电压/文= 1049.4 db / 20= 295
我们还可以看到-3dB点的带宽是1.21MHz，这也满足了我们的初始规格。作为一个稍微挑剔的清晰点，值得注意的是，模拟增益值略低于我们用我们的计算预测的总体增益。这是因为增益(非常合理)的近似值为:
G加载= rl / R4
这种近似仍然是可以接受的，因为主要目标不是详细分析BJT共发射极配置。此外，并不是所有的数据表都报告混合参数，最后，我们希望保持事情尽可能简单。更正确的增益和更准确的结果描述为:
G加载= - h菲Rl/ (h即+ (1 + h菲R)4
为了一点乐趣，我们也可以运行实时模拟(通过播放按钮)，我们应该在虚拟的示波器上看到相同的波形，我们将使用一个真正的4通道示波器。
我们已经看到了一个基于有源硅器件的多级放大器的简单例子，以及在Proteus等软件中的SPICE模拟如何简化和帮助这种放大器的设计。这是通过使用诸如传递曲线分析等工具来表征有源器件，并通过使用电压和电流探头实时测量电路稳态条件下的电压和电流偏差来实现的。最后，我们使用Proteus中的迹线表达式来计算放大器级的输入阻抗。希望本文向您展示如何通过使用仿真图来构建专业知识，从而成为专业设计师的强大工具。
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